Qu'est-ce qu'un microcircuit analogique. Circuits intégrés analogiques. Série de microcircuits pour magnétophones et électrophones

La multiplication des signaux analogiques, comme l'amplification, est l'une des principales opérations de traitement des signaux électriques. Pour effectuer l'opération de multiplication, des circuits intégrés spécialisés ont été développés - des multiplicateurs de signaux analogiques (ASM). Le PAS doit fournir une multiplication précise sur une large plage dynamique de signaux d’entrée et sur la plage de fréquences la plus large possible. Si les PAS permettent de multiplier des signaux de n'importe quelle polarité, alors ils sont appelés à quatre quadrants ; si l'un des signaux ne peut avoir qu'une seule polarité, alors ils sont appelés à deux quadrants. Les multiplicateurs qui multiplient les signaux unipolaires sont appelés mono-quadrant. Il existe différents PAS connus à un et deux quadrants basés sur des éléments à résistance contrôlée, à pente variable et à l'utilisation de logarithmateurs et d'antilogarithmateurs. Par exemple, un régulateur avec changement du mode de fonctionnement des éléments, illustré à la figure 7.7c, peut être utilisé comme multiplicateur si une tension est appliquée à l'entrée différentielle. toi x, et à la place Contrôle E soumettre toi. Sous influence toi la pente de la caractéristique de transfert des transistors, aux bases desquels la deuxième tension multipliée est appliquée, change toi x. On peut montrer que la tension de sortie Tu es dehors, retiré entre les collecteurs des transistors DC, avec R à 1 =R à 2 =R à déterminé par la formule

Gain de courant du BT connecté selon le circuit avec l'OB ; ? T- le potentiel de température, ? T=25,6 mV.

Si toi x<<? T, alors l'expression pour Tu es dehors peut être simplifié :

L'inconvénient du multiplicateur le plus simple considéré sur un seul DC est la très petite plage dynamique des signaux d'entrée, dans laquelle une précision de multiplication acceptable est assurée. Par exemple, déjà à toi x=0,1? T L'erreur de multiplication atteint 10 %.

Une plage dynamique plus large de tensions multipliées avec une erreur plus petite est fournie par des multiplicateurs logarithmiques construits sur le principe « logarithme-antilogarithme ». Un schéma d'un tel PAS est présenté à la figure 7.23.

Graphique 7.23. Multiplicateur logarithmique

Ici, les amplificateurs opérationnels DA 1 et DA 2 prennent le logarithme des tensions d'entrée, et DA 3 est utilisé comme additionneur, dont la tension de sortie est égale à :

U 0 = k 1 (ln toi x+ln toi) = k 2 ln u x u y.

En utilisant l'ampli opérationnel DA 4, l'antilogarithme est effectué

Tu es dehors = k 3 ans U 0 = k 3 u x u y

Il convient de noter que ces expressions utilisent des tensions normalisées à un volt. Coefficients de proportionnalité k 1 , k 2 , k 3 sont déterminés par des éléments résistifs inclus dans les circuits OOS des amplificateurs opérationnels utilisés. Le gros inconvénient d'un tel PAS est la forte dépendance de la plage de fréquences de fonctionnement aux amplitudes des signaux d'entrée. Ainsi, si avec une tension d'entrée de 10 V, la fréquence supérieure des tensions multipliées peut être de 100 kHz, alors avec une tension d'entrée de 1 V, la bande de fréquence de fonctionnement se rétrécit à 10 kHz.

Le principe du logarithme et de l'antilogarithme est utilisé dans la méthode la plus courante de construction de PAS à quatre quadrants avec normalisation du courant, qui possède le meilleur ensemble de paramètres tels que la linéarité, la large bande et la stabilité de la température. Ils disposent généralement d'entrées différentielles, ce qui étend leurs fonctionnalités. Les multiplicateurs avec normalisation de courant sont fabriqués à l'aide d'une technologie de semi-conducteurs intégrée.

Un schéma de circuit simplifié du PAS IC avec normalisation du courant de type 525PS1 est illustré à la figure 7.24.

L'appareil contient une cascade différentielle complexe utilisant les transistors VT 7, ..., VT 10. Le couplage croisé des collecteurs de ces transistors assure l'inversion du signal nécessaire à la multiplication à quatre quadrants. Les étages d'entrée sur les transistors VT 3, ..., VT 6 et VT 11, ..., VT 14 convertissent les tensions d'entrée toi x Et toi dans les courants. A l'aide des transistors connectés en diode VT 1 et VT 2, le signal de courant à l'entrée Y est logarithmé. Le signal Y est antilogarithmique et multiplié par le signal X par un amplificateur utilisant les transistors VT 7, ..., VT 10.

Graphique 7.24. Schéma de circuit simplifié du CI multiplicateur 525PS1

Dans le dispositif considéré, la connexion entre les signaux d'entrée et de sortie peut être représentée comme un rapport de courant. Le courant de sortie du multiplicateur est déterminé par la relation

Où Je X Et Je Y- courants circulant dans les résistances R X Et RY; IPX Et Je pY- les courants de fonctionnement dans les voies X et Y.

La tension de sortie retirée de l'une des résistances de charge est égale à

Facteur d'échelle.

Toutes les résistances illustrées sur la figure 7.24, à l'exception de R 1 et R 2, sont externes. Leur choix dépend des exigences spécifiques du PAS.

Pour obtenir une tension nulle à la sortie PAS lorsque les tensions d'entrée sont égales à zéro, un réglage est assuré à l'aide de résistances variables R 4 et R 5. Si un multiplicateur ne fonctionne qu'avec une seule polarité de l'un des signaux d'entrée, il est alors appelé polarisé. Pour transformer un PAS à quatre quadrants en un PAS polarisé, il suffit d'appliquer une polarisation si constante à l'une des entrées que les signaux à cette entrée soient toujours inférieurs à la tension de polarisation.

Par conséquent, vous devez généralement faire un compromis et alimenter l'ampli-op avec une tension inférieure (pour lui). La plupart des amplificateurs opérationnels modernes fonctionnent avec une tension d'alimentation supérieure à 3 V (± 1,5 V), et seule la série K574 - avec une tension d'alimentation supérieure à 5 V. En outre, en particulier pour une utilisation en basse tension (5 V ) technologie numérique, des amplificateurs opérationnels de la série LM2901 sont également produits... LM2904 : leurs paramètres sont idéaux avec une tension d'alimentation de 5 V, et le fonctionnement reste dans la plage « standard » de 3...30 V. Le « La moitié de la tension d'alimentation »nécessaire au fonctionnement de l'ampli-op et du comparateur peut être « réalisée » à l'aide d'un diviseur de tension par .

Un autre problème est la coordination entre les niveaux. Il est impossible de fournir un signal numérique à l'entrée des microcircuits analogiques, notamment le signal de sortie des microcircuits (leur amplitude de tension de sortie est égale à la tension d'alimentation). Ceci a été discuté plus en détail ci-dessus et vous pouvez réduire l'amplitude du signal de la sortie numérique à l'aide d'un diviseur de tension.

Le signal à la sortie d'un système analogique fonctionnant en mode numérique a presque toujours une amplitude suffisante pour un fonctionnement numérique normal, mais il existe également des « monstres » à cet égard. Certains microcircuits analogiques ont un niveau log. « 0 » correspond à une tension de sortie égale à +2,1…2,5 V par rapport au fil commun (auquel est connectée l'entrée d'alimentation négative), et pour les circuits TTL et certains la tension de commutation est de 1,4…3,0 V. Il est alors possible pour définir le niveau de journalisation en utilisant un tel niveau analogique. "0" sur l'entrée numérique mentionnée ci-dessus est impossible. Mais avec le réglage du niveau de journalisation. "1" à l'entrée numérique, les problèmes ne surviennent presque jamais. Par conséquent, il y a deux sorties : ou appliquer uniquement de manière analogique à l'entrée « -U » une petite tension négative (-2...-3 V) par rapport au fil commun (Fig. 2.8, o), qui peut être générée en utilisant tout générateur dont la sortie est connectée - ( Fig. 2.8, b); R est nécessaire pour que lorsque la tension à la sortie de l'ampli-op soit inférieure à la tension sur le fil commun, elle n'endommage pas le microcircuit numérique (TTL) ni ne surcharge celui de protection (), cela peut être de 1 kOhm à 100 kOhms. La deuxième sortie est placée entre les microcircuits analogiques et numériques (Fig. 2.8, c) : dans ce cas, la tension à l'entrée numérique diminuera également au niveau log. "1", ce qui n'a pas d'importance, et le niveau de tension est log. "0", c'est ce dont nous avons besoin.

Les sorties des comparateurs sont généralement réalisées selon un circuit à collecteur ouvert (Fig. 2.8, d), par conséquent, lors de l'utilisation de comparateurs pour contrôler des circuits numériques, un « pull-up » est requis (il est connecté entre la sortie du comparateur et le « +U » bus). Dans les circuits TTL, ils sont installés à l'intérieur de chaque entrée, dans les circuits, ils doivent être installés « à l'extérieur ». Il n’y a jamais de résistances pull-up « à l’intérieur » des comparateurs.

La chute de tension aux transitions du transistor de sortie du comparateur (Fig. 2.8, d) ne dépasse pas 0,8...1,0 V, de sorte que les problèmes de contrôle des circuits numériques ne surviennent jamais. Étant donné que la sortie du comparateur est réalisée selon un circuit à collecteur ouvert, la tension d'alimentation du comparateur (« +U ») peut être supérieure ou inférieure à la tension d'alimentation numérique - aucune modification ne doit être apportée au circuit. Dans ce cas, le « pull-up » doit être connecté entre la sortie du comparateur et le bus « +U » de la partie numérique.

Disons que nous devons en créer un qui contrôlera la valeur de sa propre tension d'alimentation et, dès qu'elle deviendra supérieure ou inférieure à la norme, il s'allumera.

Essayons d’abord d’en créer un basé sur des microcircuits numériques. Comme vous le savez, la tension de commutation numérique est très faible par rapport à sa tension d'alimentation. Par conséquent, pour contrôler la tension d'alimentation, l'entrée de l'élément logique peut être directement connectée via les bus d'alimentation (Fig. 2.10, a). Dans ce circuit, celui du bas réagit à une diminution de la tension d'alimentation (alors sa sortie est réglée sur « un »), et celui du haut réagit à une augmentation - et dans ce cas, la sortie de l'élément DD1.2 est réglée sur un niveau de journalisation. "1". Les signaux des sorties des deux canaux sont additionnés par un circuit à diode « 2OR », et lorsque « un » est défini sur l'une des sorties, le niveau de journalisation est défini sur la sortie DD1.4. « 0 », permettant au générateur de fonctionner.

Ce circuit peut être simplifié si des circuits à entrées multiples sont utilisés (Fig. 2.10, b). Dans ces schémas DD1.2 (Fig. 2.10, a)

Riz. 2.10. Dispositifs de contrôle de tension : a - sur les onduleurs ; b - amélioré sur les éléments logiques ; c - les microcircuits analogiques utilisent l'un des éléments "d'entrée" - grâce à cela, il n'y a pas besoin d'additionneur. J'espère que vous pourrez comprendre par vous-même comment cela fonctionne.

Après avoir assemblé l'un de ces circuits, vous remarquerez que même si la tension d'alimentation se situe dans la plage normale, le courant consommé par le circuit ne dépasse pas quelques microampères, mais à l'approche de la limite normale, il augmente fortement des milliers de fois. Des courants traversants sont apparus. Avec un nouveau changement dans la tension d'alimentation, il s'allumera (si la tension d'alimentation pulse, alors il « grondera » d'abord au rythme des ondulations) et après un certain temps, avec un changement encore plus important de la tension d'alimentation, le le courant consommé par le circuit commencera à diminuer.

Si vous n'avez pas besoin de telles "astuces", mettez-les dans un circuit ou un ampli opérationnel. S'il est lancé par le niveau de journalisation. « O » est plus pratique : leurs sorties peuvent être connectées ensemble (vous ne pouvez pas faire cela avec un ampli opérationnel !) et « se débrouiller » avec une résistance « pull-up » commune. Mais s'il démarre par un « un », un ampli-op est plus pratique : vous économiserez 2 résistances à travers lesquelles le courant circule en mode « veille » (tant que la tension est dans les limites normales).

Contrairement à ceux évoqués ci-dessus, un tel circuit nécessitera une source de tension de référence. Le plus simple est de l'assembler à l'aide d'une résistance et d'une diode Zener ou d'un générateur de courant et d'une résistance (ou, mieux encore, d'une diode Zener). L'option de résistance avec une diode Zener est la moins chère, mais la plupart des diodes Zener ne commencent à fonctionner normalement que lorsqu'un courant de plusieurs milliampères les traverse, ce qui affecte la consommation d'énergie de l'ensemble du système. Cependant, les appareils domestiques modernes de petite taille commencent à stabiliser la tension à un courant de 10 μA. Basé sur les générateurs de courant (), le courant de stabilisation minimum peut être quelconque.

Afin de charger moins, nous connecterons directement sa sortie aux entrées des comparateurs (les amplificateurs opérationnels et les comparateurs modernes sont négligeables et ne dépassent pas 0,1 μA), et nous allumerons les trimmers « régulateurs » de la même manière que dans les circuits évoqués ci-dessus. Le résultat est ce qui est montré sur la Fig. 2.10, dans ; N'importe qui peut être connecté aux sorties de ces circuits. Si vous utilisez des amplificateurs opérationnels quad () dans le circuit, vous pouvez les assembler sur des éléments « libres ».

Maintenant, pour décider lequel des circuits (numérique ou analogique-numérique) est le meilleur, comparons leurs caractéristiques :

Comme vous pouvez le constater, les deux régimes présentent des avantages et des inconvénients, et les avantages de l’un couvrent les inconvénients de l’autre et vice versa. Par conséquent, vous n’avez pas besoin de faire de votre mieux pour assembler le vôtre selon le circuit « correct », dans lequel un signal numérique fonctionne avec un signal numérique et un signal analogique fonctionne avec un signal analogique ; parfois inclusion non standard d'éléments, comme sur la Fig. 2.10, a et 2.10.6, vous permet d'économiser à la fois sur les pièces et sur l'électricité. Mais avec une inclusion non standard, vous devez être extrêmement prudent : la plupart des éléments de ce mode sont instables et, sous l'influence de la moindre influence, ils peuvent « faire grève », voire échouer complètement. Il est très difficile, même pour les radioamateurs expérimentés, de prédire l'évolution des événements lorsque des éléments sont allumés de manière non standard, il est donc possible de déterminer les performances (ou la non-opérabilité) de l'un ou l'autre « non standard » uniquement sur un maquette. Dans le même temps, vous connaîtrez également le courant consommé par le circuit et quelques autres caractéristiques qui vous intéressent, et vous pourrez également ajuster les valeurs nominales des éléments individuels.

Une place particulière dans l'histoire de l'électronique est occupée par ce qu'on appelle le « timer 555 », ou simplement « 555 » (la société qui a développé cette puce l'a appelée « ΝΕ555 », d'où son nom). Celui-ci est une combinaison simple, comme toutes les ingénieuses, d’appareils analogiques et numériques, et de ce fait, sa polyvalence est étonnante. À une époque (début des années 90), de nombreuses publications de radioamateurs avaient une rubrique du type « proposer une nouvelle utilisation pour la minuterie 555 » - alors seuls des circuits plus standard pour l'allumer étaient proposés que les pages de ce livre.

Et cela (le principe de fonctionnement) est très simple : sous l'influence d'un signal de modulation externe analogique (et non numérique !), la fréquence, le rapport cyclique ou la durée du signal de sortie change.

Il en existe deux types : linéaire et impulsionnel. Les linéaires (amplitude, fréquence, phase, etc.) ne sont utilisés qu'en radiodiffusion, ils ne seront donc pas pris en compte ici. Il existe des types de largeur d'impulsion (PWM) et de phase d'impulsion (PPM). Ils ne sont pratiquement pas différents les uns des autres, ils sont donc souvent confondus. Cela ne peut pas être fait - après tout, s'ils leur ont proposé deux noms différents, cela signifie que quelqu'un en avait besoin. Ils diffèrent en ce qu'avec PIM, la fréquence du signal de sortie est inchangée (c'est-à-dire que si la durée de l'impulsion augmente de X fois, alors la durée de la pause diminuera de X fois), tandis qu'avec PWM, elle change (la durée de l'un des les demi-cycles - impulsion ou pause - sont toujours les mêmes, et pour les autres, ils changent en fonction de la tension modulante).

Nous considérerons le fonctionnement des modulateurs à l'aide des schémas situés à côté des figures. Il est très pratique d'appliquer le signal modulant du timer 555 à son entrée REF (cette entrée du timer 555 est précisément destinée à cela ; il est impossible d'attribuer un signal « modulant » à l'entrée REF d'autres microcircuits !), c'est ce qui se fait habituellement.

Commençons par FIM. celui-ci n'est pratiquement pas différent d'un générateur conventionnel, et la fréquence des impulsions de sortie PPM est calculée à l'aide de la formule du générateur. Mais voyons ce qui se passe si une tension externe est appliquée à l'entrée REF du « générateur ».

Comme le montrent les diagrammes, sous l'influence de la tension modulante, ou, si quelqu'un a oublié l'essence de ce terme, le rapport de la période d'impulsion (log. « 1 » + log. « O ») à la la durée de l'impulsion (log. « 1 ») change. Et c'est pourquoi cela se produit.

Lorsqu'aucune tension externe n'est appliquée à l'entrée REF, la tension sur celle-ci est 2/3 de la tension d'alimentation et égale à 2, c'est-à-dire que la durée de l'impulsion est égale à la durée de la pause. Ceci est facile à vérifier par des calculs théoriques : le niveau est log. "O" à la sortie du générateur ne sera établi qu'après que la tension à ses entrées R et S sera égale à 1/3 U cc par rapport au bus "U cc", et le niveau sera log. "1" - une fois que la tension aux entrées devient égale à 2/4 U cc par rapport au fil commun. Dans les deux cas, la chute de tension aux bornes de la résistance de réglage de fréquence R1 est la même, donc les durées d'impulsion et de pause sont les mêmes.

Supposons que, sous l'influence d'un signal externe, la tension à l'entrée REF diminue. Ensuite, la tension de commutation des deux comparateurs de minuterie diminuera - par exemple, jusqu'à 1/4 et 2/4, respectivement. Ensuite, le niveau est journal. « 1 » deviendra journal. «O» à la sortie de la minuterie après que la tension sur le condensateur de réglage de fréquence augmente de 1/4 U cc à 2/4 U cc, et le niveau est log. « O » sera remplacé par le niveau de journalisation. "1" après avoir diminué de 2/4 U cc à 1/4 U cc. Il est facile de remarquer que dans le premier cas, la chute de tension aux bornes de la résistance de réglage de fréquence est plus importante (à U cc = 10 V, elle passe de 7,5 V à 5,0 V) que dans le second (2,5 V - 5,0 V), et , si l'on rappelle la loi d'Ohm, le courant qui le traverse dans le premier cas sera 2 fois plus important que dans le second, c'est à dire à un niveau logarithmique. « 1 » à la sortie de la minuterie chargera 2 fois plus vite que la décharge - à un niveau journalier. "0". C'est-à-dire que la durée de l'impulsion est 2 fois inférieure à la durée de la pause et avec une nouvelle diminution de la tension, REF diminuera encore plus.

Il est logique de noter qu'à mesure que la tension à l'entrée augmente, REF commencera à augmenter, et dès qu'elle dépassera 2/3 U cc, la durée de l'impulsion deviendra plus longue que la durée de la pause.

Sur la base d'un tel modulateur, il est très pratique d'en assembler une variété de modulateurs pulsés. Le C4 le plus simple se charge rapidement. Dès que la tension dessus commence à s'approcher de la valeur fixée par la résistance R7, VT3 commencera à s'ouvrir légèrement, la tension à l'entrée REF DA1 commencera à diminuer et la durée des impulsions à la sortie du générateur diminuera. A chaque cycle d'oscillation du générateur dans C4, à travers VT1 et VT2, de moins en moins d'énergie sera « pompée » jusqu'à ce que finalement l'équilibre dynamique se produise : C4 reçoit exactement la même quantité d'énergie qu'il donne à la charge - tandis que le la tension reste inchangée. Si le courant de charge augmente soudainement, la tension sur le condensateur diminuera légèrement (« la charge « sape » la source d'alimentation »), VT3 se fermera légèrement et la durée de l'impulsion sera enregistrée. Le "1" à la sortie du générateur va augmenter jusqu'à ce que l'équilibre dynamique soit à nouveau atteint. Lorsque le courant de charge diminue, la durée de l'impulsion diminue au contraire.

L'équilibre dynamique ne doit pas être confondu avec l'équilibre véritable. Ce dernier cas se produit lorsque, par exemple, des poids de masse égale sont placés sur deux balances ; un tel équilibre est très instable, et il est très facile de le perturber en modifiant légèrement la masse d'un poids quelconque. Une analogie avec le véritable équilibre du monde de l’électronique est celle où, pour réduire la tension, on utilise une source d’alimentation haute tension pour alimenter un appareil basse tension. Tant que le courant consommé par le circuit est constant, la tension aux bornes de celui-ci est également constante. Mais dès que le courant consommé augmente, la tension sur le circuit diminue - l'équilibre est rompu.

Par conséquent, dans tous les circuits d'alimentation modernes (et pas seulement eux), le principe de l'équilibre dynamique est mis en œuvre : une partie (on l'appelle le « circuit OOS » - ce terme vous est déjà familier) surveille le signal à la sortie de l'appareil, le compare avec le signal de référence (dans le circuit de la Fig. 2.14 « tension de référence » - la tension de déclenchement du transistor VT3 ; elle n'est pas très stable, mais nous n'avons pas besoin d'une plus grande précision ; pour augmenter la précision du maintien du tension de sortie constante, nous pouvons le remplacer par un inverseur (k ycU et 20...50) sur l'ampli-op) et, si deux signaux ne sont pas égaux, modifier la tension à la sortie de l'appareil. la direction appropriée jusqu’à ce qu’elles coïncident.

Puisque dans ce circuit, seule une cascade peut être placée dans le circuit OOS (seul un tel ampli opérationnel, et même un amplificateur opérationnel coûteux, peut amplifier le signal de tension ; et k ycU dans ce circuit, pour augmenter la stabilité de la tension de sortie, doit être significatif), puis avec l'augmentation de la tension sur la résistance du moteur R7, la tension à l'entrée REF diminuera, quelle que soit la structure (elle ne fonctionnera pas normalement.

J'ai donc dû tricher un peu : mettre un étage intermédiaire sur un transistor (VT1) à la sortie DA1 et retirer le signal pour contrôler le transistor de puissance de la structure pnp (VT2) de ce transistor. Certes, un nouveau problème est apparu : les capacités des transistors base-émetteur « sifflent », mais elles se déchargent très lentement. De ce fait, il s'ouvre brusquement (ce qui est nécessaire) et se ferme très doucement, tandis que la chute de tension à ses bornes collecteur-émetteur augmente également progressivement et que la puissance libérée sous forme de chaleur augmente fortement. Par conséquent, pour accélérer le processus de désactivation des transistors, nous avons dû installer des R4 et R6 à faible résistance. Grâce à eux, l'efficacité de l'amplificateur à un courant de sortie élevé est supérieure à celle sans eux (les pertes d'énergie pour chauffer le radiateur du transistor VT2 sont réduites), et à un courant faible (moins de 200 mA), elle est moindre : seulement après quelques complications supplémentaires : cela nécessite des impulsions de déclenchement supplémentaires. C'est la différence fondamentale entre FIM et PWM.

Son fonctionnement est clairement visible sur les diagrammes. La durée des impulsions de déclenchement d'un tel modulateur (comme sur la Fig. 2.12) doit être aussi courte que possible, au moins au moment où C1 est chargé à la tension de commutation à l'entrée R, le niveau log doit déjà être réglé au Entrée S. « 1 », qui doit rester dessus pendant un certain temps (environ 1/100 de la durée de l'impulsion) pour que C1 ait le temps de se décharger. Dans le cas contraire, une auto-excitation peut se produire à une fréquence proche de la fréquence de fonctionnement maximale de celle utilisée dans le circuit.

Il est difficile de surestimer l’importance des circuits intégrés logiques reprogrammables (FPGA) dans la synthèse des systèmes logiques. Le développement complet de la base d'éléments et des systèmes de conception assistée par ordinateur permet de mettre en œuvre des systèmes logiques complexes dans un délai sans précédent et avec des coûts de matériaux minimes. Par conséquent, le désir d’obtenir des résultats similaires dans la conception et la production de systèmes analogiques est compréhensible. Cependant, de nombreuses tentatives faites dans ce sens n'ont pas encore apporté les résultats escomptés, et les circuits intégrés analogiques programmables (PAIS) et les circuits intégrés analogiques matriciels (MABIS) ne sont pas devenus universels.

Problèmes de conception de LSI analogiques programmables

Les progrès rapides dans le domaine de la conception de systèmes logiques sur FPGA ont été prédéterminés par le fait que tous les systèmes logiques sont basés sur un appareil mathématique bien développé d'algèbre de Boole. Cette théorie permet de prouver que la construction d'une fonction logique arbitraire est possible grâce à la composition ordonnée d'un seul opérateur élémentaire - le ET-NON logique (ou OU-NON). Autrement dit, tout système strictement logique peut être conçu à partir d'éléments d'un seul type, par exemple NAND.

La situation est complètement différente dans le domaine de la conception (synthèse) et de l'analyse (décomposition) des schémas électriques des systèmes analogiques. En électronique analogique, il n'existe toujours pas d'appareil mathématique unique généralement accepté qui permettrait de résoudre les problèmes d'analyse et de synthèse à partir d'une position méthodologique unifiée. Les raisons de ce phénomène doivent être recherchées dans l’histoire du développement de l’électronique analogique.

Au début, les circuits des appareils analogiques se sont développés conformément aux concepts de la méthode des nœuds fonctionnels, dont l'idée principale était la division de schémas de circuits complexes en nœuds. Un nœud est constitué d’un groupe d’éléments et remplit une fonction très spécifique. Lorsqu'ils sont combinés, les nœuds forment des blocs, des cartes, des armoires, des mécanismes - c'est-à-dire certaines structures unifiées appelées appareils. La combinaison des appareils forme un système. La méthode fonctionnelle-nodale supposait que les composants élémentaires des systèmes devaient être des nœuds dont la tâche principale est de remplir une fonction très spécifique.

C'est pourquoi la fonctionnalité a été prise comme critère de classification des nœuds, c'est-à-dire le fait qu'un nœud remplit une certaine fonction. Cependant, au fur et à mesure du développement de l’électronique, il existe un nombre extrêmement important de fonctions (et donc de nœuds) dédiées et isolées. Toute possibilité de leur minimisation et de leur unification, nécessaire à la synthèse de systèmes complexes, a disparu. C'est pourquoi le développement des LSI analogiques matriciels (MABIS) et des circuits intégrés analogiques reprogrammables (PAIS) a été et continue d'être entravé.

L'état des lieux dans le domaine des circuits analogiques programmables peut être retracé en analysant les développements des principales entreprises russes et étrangères. Ainsi, les spécialistes d'OJSC NIITT et de l'usine d'Angstrem ont concentré leurs efforts sur le développement et la production de BMC analogiques-numériques (cristaux matriciels de base) de type Rul N5515ХТ1, Н5515ХТ101, destinés aux systèmes d'acquisition de données, de surveillance et de contrôle, pour les équipements médicaux et systèmes de contrôle.

La conception de ces BMK comprend une matrice analogique et numérique. La matrice numérique contient 115 cellules de base numériques (230 portes 2N-NOT), disposées en cinq rangées de 23 cellules par rangée. La matrice analogique combine 18 cellules de base analogiques disposées en deux rangées de 9 cellules. Entre les rangées de cellules analogiques se trouvent deux rangées de condensateurs (nominal 17,8 pF) et deux rangées de résistances de diffusion (24,8 kOhm chacune). Entre les parties analogiques et numériques se trouve une série de résistances de 3,2 kOhm.

Le BMK propose deux types de cellules analogiques (A et B). Les cellules de type A sont constituées de 12 transistors collecteurs isolés PRP et quatre RLR et de 38 résistances de diffusion multiprises. Dans les cellules de type B, quatre transistors lRL sont remplacés par deux transistors p-MOS. Les cellules périphériques de type A et B contiennent chacune quatre puissants transistors LRL (dans les cellules de type B - avec un collecteur isolé) et deux transistors bipolaires.

Les cellules de base numériques sont disponibles en trois types : quatre transistors l-MOS, quatre transistors p-MOS et une paire complémentaire de transistors bipolaires. De plus, à la périphérie du cristal se trouvent de puissantes cellules numériques contenant quatre puissants transistors l-MOS et r-MOS, ainsi que deux transistors lrl connectés selon un circuit Darlington.

Des bibliothèques d'éléments analogiques et numériques standard ont été développées pour BMK, ce qui facilite et accélère considérablement le processus de conception de dispositifs basés sur BMK. Ces BMK et d'autres similaires contiennent des ensembles d'éléments radio électriques (ERE) qui ne sont pas connectés les uns aux autres, à partir desquels un certain nombre d'unités fonctionnelles spécifiées dans la bibliothèque peuvent être obtenues. Le principal inconvénient de ces microcircuits est un champ d'application très étroit, limité à des valeurs spécifiques de valeurs nominales et à d'autres caractéristiques de l'alimentation électrique dans un ensemble donné. Les capacités des unités fonctionnelles développées et recommandées pour cet ensemble sont données dans la bibliothèque accompagnant la puce.

Riz. 1. Structure de ispPAC-10

Depuis 2000, Lattice Semiconductor produit des circuits intégrés analogiques programmables (PAIC) de la famille ispPAC (In-System Programmable Analog Circuit) avec programmation dans le système, c'est-à-dire sans retrait du circuit imprimé. Au milieu des années 2000, trois membres de cette famille étaient produits : ispPAC-Yu (Fig. 1), ispPAC-20 (Fig. 2) et ispPAC-80. Ils intègrent jusqu'à 60 éléments actifs et passifs, qui sont configurés, simulés et programmés à l'aide du package PAC-Designer.

Les PAIS de la famille ispPAC contiennent :

Circuits d'interface série, registres et éléments de mémoire non volatile électriquement reprogrammable (EEPROM), assurant une configuration matricielle ;
cellules analogiques programmables (PACcells) et blocs analogiques programmables (PACblocks) constitués de celles-ci ;
éléments programmables pour les interconnexions (ARP - Analog Routing Pool).

L'architecture de cette série est basée sur des cellules de base contenant : un amplificateur d'instrumentation (IA) ; un amplificateur de sortie (OA), mis en œuvre à l'aide d'un circuit additionneur/intégrateur ; Source de tension de référence 2,5 V (ION) ; DAC 8 bits avec sortie de tension et double comparateur (CP). Pour augmenter la dynamique des signaux traités, les entrées et sorties analogiques des cellules (sauf pour la ION) sont réalisées à l'aide d'un circuit différentiel. Deux DUT et un VU forment une macrocellule, appelée bloc PAC, dans laquelle les sorties du DUT sont connectées aux entrées de sommation du VU. La puce ispPAC-10 comprend quatre blocs PAC et la puce ispPAC-20 - deux. L'ispPAC-20 comprend également des cellules DAC et comparatrices. Dans la cellule, le gain du DUT est programmé dans la plage de -10 à +10 par pas de 1, et dans le circuit de rétroaction du VU - la valeur de la capacité du condensateur (128 valeurs possibles) et l'activation/désactivation du résistance.

Un certain nombre de fabricants de circuits intégrés utilisent la technologie des « condensateurs commutés » pour programmer des fonctions analogiques, ce qui implique de modifier la capacité des circuits de réglage de fréquence à l'aide d'un commutateur électronique qui commute en fonction des conditions.

Riz. 2. Structure de ispPAC-20

L'approche de Lattice est basée sur l'utilisation de circuits avec des caractéristiques constantes dans le temps qui peuvent être modifiées lors de la reconfiguration du système sans couper l'alimentation. Cette amélioration est significative car elle élimine le traitement supplémentaire du signal requis dans la première méthode.

Des outils de routage interne (Analog Routing Pool) permettent de connecter entre elles les broches d'entrée du microcircuit, les entrées et sorties des macrocellules, la sortie DAC et les entrées du comparateur. En combinant plusieurs macrocellules, il est possible de construire des circuits de filtres actifs accordables dans la gamme de fréquences de 10 à 100 kHz, basés sur l'utilisation d'une section intégratrice.
Il convient de noter que les ispPAC de Lattice sont les plus proches du PAIS. Leur seul inconvénient est qu'il n'existe pas de système d'éléments de base universels qui permettraient de concevoir non seulement des filtres actifs accordables, mais également une assez grande variété de systèmes analogiques. C'est cette circonstance qui empêche l'ispPAC de Lattice Semiconductor de devenir un analogue des FPGA de sociétés telles qu'Altera et Xilinx.

De manière générale, en analysant la situation dans le domaine du développement et de la mise en œuvre pratique des microcircuits analogiques, un certain nombre de généralisations peuvent être faites :

La majeure partie des microcircuits analogiques mis en œuvre industriellement ne peut pas être classée comme LSI en termes de degré d'intégration ;
Les LSI et BMK analogiques sont destinés à la conception d'appareils d'une certaine classe, c'est-à-dire ils ne sont pas universels ;
Lors de la conception de grands systèmes analogiques, la méthode des nœuds fonctionnels reste dominante (ensembles de circuits intégrés spécialisés, par exemple pour les récepteurs de télévision).

Une base de conception unifiée pour FPGA et MABIS

Cependant, la tâche consistant à développer une base de conception de circuit unifiée pour les systèmes analogiques a encore une solution ; nous essaierons de justifier théoriquement et de montrer les orientations possibles pour la mise en œuvre pratique des idées présentées.

Tout d’abord, il convient de choisir un modèle mathématique d’un grand système électronique analogique qui permettrait d’identifier un petit groupe d’éléments de base. Dans le domaine de l'analyse et de la synthèse des circuits électroniques, il n'existe pratiquement aucune alternative à l'appareil mathématique des systèmes d'équations différentielles linéaires, reconnu dans les années soixante du siècle dernier. Notons cependant que l'idée d'une utilisation pratique et massive de cette méthodologie n'a pas encore conquis l'esprit de tous les spécialistes.

Un système d'équations différentielles est constitué d'éléments, de leurs connexions et se caractérise par une certaine structure. La base élémentaire des équations différentielles a été étudiée dans la première moitié du siècle dernier dans le cadre de la discipline scientifique « automatisation ». Dans ce domaine, un avantage des équations différentielles tel que l'unification est apparu : leur forme ne dépend pas du modèle de processus décrit. Cependant, dans la forme standard d'écriture d'une équation différentielle, il n'y a aucune information visuelle sur la nature des relations dans le système étudié. Par conséquent, des méthodes permettant d'afficher visuellement la structure des systèmes d'équations différentielles sous la forme de divers types de diagrammes ont été développées tout au long du développement de la théorie du contrôle automatique.

À la fin des années 60 du XXe siècle, un point de vue moderne sur l'organisation structurelle des modèles de systèmes dynamiques s'était pleinement développé. La formation d'un modèle mathématique du système commence par sa division en liens et leur description ultérieure - soit analytiquement sous la forme d'équations reliant les quantités d'entrée et de sortie du lien ; ou graphiquement sous forme de schémas mnémotechniques avec caractéristiques. Sur la base des équations ou des caractéristiques des liens individuels, des équations ou des caractéristiques du système dans son ensemble sont compilées.

Liens de systèmes dynamiques identifiés comme typiques

Nom de l'unité	Équation de lien y(t)=f(u(t))	Fonction de transfert W(s)=y(s)/u(s)	Composants élémentaires
Proportionnel
Intégration	dy(t)/dt = ku(t); py = ku
Différencier	y(t)=k·du(t)/dt; y = kpu
Apériodique 1er ordre
Forcer la 1ère commande
Intégration de l'inertie		W(s) = k/
Différencier l'inertie		W(s) = ks/(Ts+1)
Izodromnoe		W(s) = k(Ts+1)/s
Oscillatoire, conservateur, apériodique 2ème ordre	(T 2 p 2 +2ξTp+1)y = ku	W(s)=k/(T2p2+2ξTp+1)

Notez que si pour un diagramme fonctionnel, le système est divisé en liens en fonction des fonctions qu'ils remplissent, alors pour une description mathématique, le système est fragmenté en fonction de la commodité d'obtenir une description. Par conséquent, les liens doivent être aussi simples (petits) que possible. En revanche, lors de la division d'un système en liens, une description mathématique de chaque lien doit être établie sans tenir compte de ses connexions avec d'autres liens. Ceci est possible si les liens ont une directionnalité d'action - c'est-à-dire transmettre l’influence dans une seule direction, de l’entrée vers la sortie. Ensuite, un changement dans l’état d’un lien n’affecte pas l’état du lien précédent.

Si la condition de directionnalité de l'action des liens est remplie, une description mathématique de l'ensemble du système peut être obtenue sous la forme d'un système d'équations indépendantes de liens individuels, complétées par des équations de connexion entre eux. Les liaisons (typiques) les plus courantes sont considérées comme les liaisons apériodiques, oscillatoires, intégratrices, différenciées et à retard constant.

Le problème des liens élémentaires dans les modèles sous forme de système d'équations différentielles a été étudié par plusieurs auteurs. L'analyse montre que leurs positions se résument principalement à constater l'existence de liens typiques et à étudier leur rôle dans le processus de formation de structures plus complexes. La sélection dans le groupe des unités typiques se fait arbitrairement, sans aucun critère. Divers liens sont inclus dans les listes de liens types sans explication ni justification, et les termes « simple » et « élémentaire » sont également utilisés indifféremment pour désigner des liens types (voir tableau). Parallèlement, l'étude de nombreux liens « typiques » de systèmes dynamiques à l'aide des méthodes des matrices structurelles montre que seuls trois liens - proportionnel, intégrateur et différenciant - ne contiennent pas de cycles matriciels dans leurs matrices structurelles. Par conséquent, eux seuls peuvent être qualifiés d’élémentaires. Tous les autres liens sont construits en combinant des liens élémentaires.

Ainsi, si le lien proportionnel avec la fonction de transfert W B (s) = k B et le lien différenciateur avec la fonction de transfert W A (s) = k A s sont connectés selon un circuit de rétroaction négative (Fig. 3), alors l'équivalent fonction de transfert

Ainsi, le résultat, aux valeurs des constantes de temps près, coïncide avec la fonction de transfert de la liaison apériodique du premier ordre. Cela signifie que ce lien peut être obtenu en connectant des liens proportionnels et différenciés selon un circuit à contre-réaction négative et, par conséquent, il ne peut pas être considéré comme élémentaire.

Figure 3. Circuit de liaison équivalent et apériodique

Les liens restants inclus dans le tableau peuvent être construits de la même manière. Une attention particulière doit être portée à la fonction de transfert de la liaison oscillatoire (T 2 p 2 + 2ξTp + 1)y = ku. Ainsi, si deux liaisons apériodiques avec des fonctions de transfert ne différant que par les constantes de temps sont connectées en série, alors la fonction de transfert équivalente prendra la forme

Ainsi, le résultat, aux valeurs des constantes de temps près, coïncide avec la fonction de transfert du lien étudié. Par conséquent, des liaisons oscillatoires, conservatrices et apériodiques du 2ème ordre peuvent être obtenues en connectant des liaisons du premier ordre en série. Cela signifie qu'ils ne peuvent pas être considérés comme élémentaires, bien qu'il soit en principe permis de les qualifier de typiques.

L'analyse des résultats donnés dans la dernière colonne du tableau permet de conclure que des liens tels que apériodiques, isodromiques, forçants, inertiels différenciés et inertiels intégrateurs peuvent être obtenus en connectant des liens élémentaires. Pour prouver que les fonctions de transfert d'autres liens typiques peuvent être obtenues en connectant des liens élémentaires, il faudrait analyser des connexions de trois, quatre, etc. selon des schémas de connexion typiques. Le même résultat peut être obtenu si l'on considère les connexions de liens élémentaires avec des liens typiques du premier ordre. Certaines de ces recherches ont déjà été réalisées, leurs résultats sont présentés dans l'ouvrage.

Ainsi, il a été prouvé qu'en connectant des liens élémentaires il est assez simple d'obtenir toutes les fonctions de transfert des liens dynamiques dits standards. Par conséquent, des systèmes dynamiques arbitraires peuvent être synthétisés à l'aide des opérateurs de multiplication et de connexion de seulement trois liens élémentaires : proportionnel, différenciant et intégrateur. Cette conclusion est d'une importance fondamentale, car elle détermine la base élémentaire nécessaire à la construction de systèmes dynamiques linéaires de tout ordre, y compris les circuits radioélectroniques. Et si les systèmes dynamiques sont censés être construits à partir d’une gamme limitée de liens dynamiques, comme dans le cas de MABIS et PAIS, alors la conclusion tirée est particulièrement importante.

Figure 4. Solutions de circuits simples d'unités élémentaires : a) additionneur multi-entrées, b) amplificateur différentiel (liaison proportionnelle), c) différenciateur (liaison différenciatrice), d) intégrateur (liaison intégratrice)

Il devient possible de synthétiser des dispositifs analogiques arbitraires à partir de seulement cinq unités fonctionnelles : multiplexeur, additionneur, multiplicateur, intégrateur et différenciateur (Fig. 4) ! Notez ce qui est montré sur la Fig. Les schémas 4 ne doivent pas être perçus comme des solutions de circuit réellement éprouvées, mais uniquement comme une justification de la possibilité de remplacer des liaisons élémentaires dans un schéma fonctionnel par des éléments radioélectroniques de base. En remplaçant les liaisons élémentaires des circuits fonctionnels par leurs homologues matériels, il est possible de concevoir des dispositifs analogiques aux caractéristiques spécifiées.

Exemple de synthèse de périphérique analogique

Considérons un exemple très simple de synthèse d'un schéma de circuit d'un appareil analogique selon un modèle spécifié par un système d'équations différentielles sous forme de transformées de Laplace de la forme : x 0 = g, x 1 = x 0 - 2x 2 /s, x 2 = 10x 1 /s, x 3 = x 2 - 10x 4 /s, x 4 = 500x 3 /s.

Construisons une matrice structurelle de ce système d'équations différentielles et mettons en évidence les cycles matriciels avec des flèches :
À l'aide des équations et de la matrice structurelle, nous reconstruirons le schéma fonctionnel du dispositif (Fig. 5). Conformément à la matrice structurelle, le système a deux rétroactions négatives : nœud 2 -> nœud 1 et nœud 4 -> nœud 3, respectivement. Le schéma fonctionnel de la figure 5 étant initialement construit sur des liens élémentaires, il peut être considéré comme un schéma fonctionnel d'un appareil électronique.

Figure 5. Schéma fonctionnel du dispositif synthétisé (étape par étape)

D'après les résultats de simulation (Fig. 6) du circuit synthétisé, il est clair qu'avec les paramètres donnés, il représente deux générateurs connectés en série. C'est-à-dire qu'un dispositif très simple, composé de seulement quatre unités intégratrices, remplit la fonction relativement complexe de moduler une oscillation basse fréquence avec une oscillation haute fréquence.
Notez que lors de la conception et de la fabrication de MABIS et PA-IS, il n'est absolument pas nécessaire d'utiliser des analogues matériels d'unités élémentaires réalisées sur des amplificateurs opérationnels, comme sur la figure 4, bien qu'ils soient mieux développés sur cette base. La plus prometteuse est la mise en œuvre d'analogues matériels d'unités élémentaires sur des composants optoélectroniques, bien que d'autres options soient possibles.

Fig.6. Oscillogramme d'un appareil synthétisé

MABIS et PAIS universels - c'est possible

Ainsi, on peut distinguer cinq composantes élémentaires (les plus simples) de tout REA, correspondant aux principaux opérateurs des systèmes d'équations différentielles : multiplication, différenciation, intégration, addition et reproduction (multiplexage). La méthodologie de conception d'appareils électroniques analogiques implique :

Utiliser comme données initiales pour concevoir un modèle mathématique sous la forme d'un système de n équations différentielles du premier ordre (ou équation différentielle du lième ordre ;
construire une matrice structurelle du dispositif conçu et trouver des cycles matriciels ;
restauration du schéma structurel de l'appareil conçu ;
transformer un schéma structurel en un schéma fonctionnel en remplaçant les liens typiques par un ensemble de liens élémentaires ;
convertir le schéma fonctionnel de l'appareil conçu en schéma électrique en remplaçant les liens élémentaires par des éléments de base matériels équivalents (peut-être que l'utilisation de systèmes de CAO modernes permettra d'éviter cette étape en synthétisant la topologie directement à partir de la description fonctionnelle) ;
développement de la topologie du dispositif conçu.

L'approche proposée présente un certain nombre d'avantages décisifs.

Ainsi, le schéma fonctionnel du dispositif conçu est synthétisé à partir du système original d'équations différentielles à l'aide de transformations matricielles standard, qui peuvent être ordonnées et converties en un algorithme de calculs automatiques. Le schéma électrique est synthétisé à partir du schéma fonctionnel en remplaçant simplement les liens dynamiques élémentaires par des éléments de base équivalents. La modélisation d'un appareil à l'aide d'outils de CAO peut également faciliter considérablement la tâche.

Ainsi, l'ensemble des unités élémentaires n'étant pas nombreux, il existe une réelle possibilité de concevoir des MABIS et PAIS universels. Ce qui, à son tour, simplifie considérablement la conception d'appareils analogiques et numériques-analogiques et ouvre des perspectives attrayantes pour le développement ultérieur de l'électronique en général.

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Les ordinateurs numériques modernes permettent d’effectuer un large éventail d’opérations mathématiques avec des nombres avec une grande précision. Cependant, dans les systèmes de mesure et de contrôle, les grandeurs à traiter sont généralement des signaux continus, par exemple des valeurs de tension électrique changeantes. Dans ces cas-là, il est nécessaire d’utiliser des convertisseurs analogique-numérique et numérique-analogique. Cette approche n'est justifiée que lorsque les exigences en matière de précision des calculs sont si élevées qu'elles ne peuvent pas être satisfaites à l'aide d'ordinateurs analogiques. Les ordinateurs analogiques existants offrent une précision ne dépassant pas 0,1 %. Les circuits informatiques d’ampli-op analogiques les plus importants sont décrits ci-dessous. En règle générale, nous supposerons que les amplis opérationnels sont idéaux. S'il existe des exigences élevées en matière de précision lors de l'exécution d'opérations mathématiques, il est également nécessaire de prendre en compte les propriétés des amplificateurs réels.

Pour additionner plusieurs tensions, vous pouvez utiliser un amplificateur opérationnel dans une connexion inverseuse. Les tensions d'entrée sont fournies via des résistances supplémentaires à l'entrée inverseuse de l'amplificateur (Fig. 1). Puisque ce point est un zéro virtuel, basé sur la 1ère loi de Kirchhoff à courants d'entrée nuls d'un ampli opérationnel idéal, nous obtenons la relation suivante pour la tension de sortie du circuit :

U dehors / R.  = - (U 1 /R. 1 + U 2 /R. 2 + ... + Un/R.n).

Riz. 1. Circuit additionneur inverseur

Schéma d'intégration

L'utilisation la plus importante de la technologie informatique analogique est l'utilisation d'amplificateurs opérationnels pour mettre en œuvre des opérations d'intégration. En règle générale, une connexion inverseuse d'un ampli opérationnel est utilisée pour cela (Fig. 2).

Riz. 2. Circuit intégrateur inverseur

Selon la première loi de Kirchhoff, prenant en compte les propriétés d'un ampli-op idéal, il s'ensuit pour les valeurs instantanées : je 1 = - je c. Parce que je 1 = toi 1 /R. 1, et la tension de sortie du circuit est égale à la tension aux bornes du condensateur :

alors la tension de sortie est déterminée par l'expression :

Membre permanent toi out(0) détermine la condition initiale d’intégration. En utilisant le circuit de commutation représenté sur la figure 3, les conditions initiales nécessaires peuvent être réalisées. Quand la clé S 1 est fermé et S 2 est ouvert, ce circuit fonctionne de la même manière que le circuit représenté sur la Fig. 2. Si la clé S 1 est ouvert, alors le courant de charge avec un ampli-op idéal sera égal à zéro et la tension de sortie conservera la valeur correspondant au moment de la mise hors tension. Pour définir les conditions initiales, avec la clé ouverte, S 1 ferme la clé S 2. Dans ce mode, le circuit modélise la liaison inertielle même après la fin du processus transitoire dont la durée est déterminée par la constante de temps R. 3 C, la tension s'établira en sortie de l'intégrateur

U dehors = - (R. 3 /R. 2)U 2 .

Riz. 3. Intégrateur avec une chaîne de définition des conditions initiales

Après avoir fermé la clé S 1 et clé d'ouverture S 2 l'intégrateur commence à intégrer la tension U 1 à partir de la valeur (2). Burr-Brown produit un intégrateur à deux canaux ACF2101 avec des condensateurs intégrés de 100 pF, des commutateurs de réinitialisation et de maintien. Les courants d'entrée des amplificateurs ne dépassent pas 0,1 pA.

En utilisant la formule pour déterminer le coefficient de transmission de l'amplificateur inverseur et en tenant compte de celui du circuit de la Fig. 2 R. 1 =R., un à la place R. 2 condensateurs avec résistance d'opérateur sont inclus Z 2 (s)=1/(SC), on peut trouver la fonction de transfert de l'intégrateur

Remplacement dans (2) s = j , on obtient la réponse en fréquence de l'intégrateur :

La stabilité de l'intégrateur peut être évaluée par les caractéristiques fréquentielles de la boucle de rétroaction, et dans ce cas le coefficient de transmission de la boucle de rétroaction sera complexe :

Pour les hautes fréquences  tend vers 1 et son argument sera nul. Dans cette région de fréquence, le circuit est soumis aux mêmes exigences qu'un amplificateur avec rétroaction unité. Par conséquent, une correction de la réponse en fréquence devrait également être introduite ici. Le plus souvent, un amplificateur avec correction interne est utilisé pour construire un intégrateur. Un LFC typique d'un circuit d'intégration d'ampli-op est illustré à la Fig. 4. Constante d'intégration  = R.C. pris égal à 100 μs. De la fig. 4, on voit que dans ce cas le gain minimum du circuit de rétroaction sera | K p |=|  K U |  600, soit une erreur d'intégration ne dépassant pas 0,2% sera assurée, non seulement pour les hautes mais également pour les basses fréquences.

Riz. 4. Réponse en fréquence de l'intégrateur

En conclusion, les amplificateurs opérationnels fonctionnant dans des circuits intégrateurs ont des exigences particulièrement élevées en termes de courants d'entrée, de tensions de décalage et de gain de tension différentielle. K U. Des courants importants et un décalage du zéro peuvent provoquer une dérive significative de la tension de sortie lorsqu'il n'y a pas de signal à l'entrée, et lorsque le gain est insuffisant, l'intégrateur est un filtre passe-bas du premier ordre avec un gain K U et constante de temps(1+ K U) R.C.

Schéma de différenciation

En échangeant la résistance et le condensateur dans le circuit intégrateur de la Fig. 2, nous obtenons un différenciateur (Fig. 5). L'application de la première loi de Kirchhoff pour l'entrée inverseuse de l'ampli-op dans ce cas donne la relation suivante :

C(dU saisir/ dt) +U dehors / R.= 0,

U sortie = – R.C.(dU saisir/ dt).

Riz. 5. Circuit différenciateur

Utiliser la formule

et en considérant que dans le diagramme de la Fig. 5 à la place R. 1 utilisé 1/ SC, un R. 2 =R., trouvons la fonction de transfert du différenciateur

proportionnelle à la fréquence.

Mise en œuvre pratique du schéma de différenciation illustré à la Fig. 5, est associé à des difficultés importantes pour les raisons suivantes :

premièrement, le circuit a une résistance d'entrée purement capacitive, qui, si la source du signal d'entrée est un autre amplificateur opérationnel, peut provoquer une instabilité ;

d'autre part, la différenciation dans le domaine des hautes fréquences, conformément à l'expression (4), conduit à une amplification significative des composantes hautes fréquences, ce qui dégrade le rapport signal sur bruit ;

troisièmement, dans ce circuit, dans la boucle de rétroaction de l'ampli-op, une liaison inertielle de premier ordre s'active, créant un retard de phase allant jusqu'à 90 dans la région des hautes fréquences :

Cela s'ajoute au décalage de phase de l'ampli-op, qui peut atteindre ou même dépasser 90°, ce qui rend le circuit instable.

Ces défauts peuvent être éliminés en connectant une résistance supplémentaire en série avec le condensateur. R. 1 (représenté en ligne pointillée sur la figure 5). Il convient de noter que l'introduction d'une telle correction ne réduit pratiquement pas la plage de fréquences de fonctionnement du circuit de différenciation, puisque aux hautes fréquences, en raison de la réduction du gain dans le circuit de rétroaction, cela ne fonctionne toujours pas de manière satisfaisante. Taille R. 1 AVEC(et donc fonction de transfert nulle RC– circuits) il convient de choisir pour qu'à la fréquence f Le gain de la boucle de rétroaction était de 1 (voir Fig. 6).

Riz. 6. LFC du schéma de différenciation sur ampli-op

Les circuits électroniques peuvent effectuer directement des transformations fonctionnelles de signaux : amplification, addition, multiplication, division, mise au carré, sommation, intégration, différenciation et autres. Chaque élément est conçu pour réaliser une des opérations privées inhérentes à un nœud donné.

Parmi les éléments fonctionnels les plus couramment utilisés figurent les circuits amplificateurs contenant des amplificateurs opérationnels.

Amplificateur inverseur. Le schéma de connexion de l'ampli opérationnel inverseur est illustré à la figure 7.5a. Le signal d'entrée Uin est fourni à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel, tandis qu'une rétroaction négative R 2 est organisée de la sortie de l'amplificateur opérationnel à l'entrée inverseuse. Le signal de sortie U out est connecté au signal d'entrée U in de la manière suivante :

U sortie /R 2 = -U entrée /R 1,

et le gain en tension est :

K=-U sortie / U entrée =-R 2 /R 1.

Amplificateur non inverseur montré sur la figure 10.5b. Le signal d'entrée Uin est fourni à l'entrée non inverseuse, et l'entrée inverseuse est connectée au fil commun via la résistance R3. Un retour négatif via la résistance R 2 assure un fonctionnement stable de l'amplificateur. La tension de sortie est déterminée selon l'expression :

U dehors = U dans R 4 (1 + R2 / R1)/(R3 + R4).

Figure 7.5 – Éléments fonctionnels de l'automatisation en salle d'opération

amplificateur

Sur la figure 7.5c. Un schéma de connexion différentielle d'un amplificateur opérationnel est présenté, dont la tension de sortie est proportionnelle à la différence entre les signaux d'entrée fournis aux entrées inverseuses et non inverseuses :

U dehors = U 2 R 4 (1 + R 2 / R 1)/(R 3 + R 4) - U 1 (R2 / R1).

Le circuit amplificateur opérationnel différentiel a une fonctionnalité supérieure à celle des autres circuits évoqués ci-dessus.

Sur la figure 7.6. montre un amplificateur de mise à l'échelle qui peut être utilisé comme élément d'entrée pour un contrôle pas à pas, par exemple dans un régulateur (par contrôle pas à pas du gain).

L'amplificateur sommateur est largement utilisé. Il peut être utilisé comme élément de conformation mettant en œuvre la sommation géométrique de plusieurs contraintes alternées.

Le plus souvent, lors de la mise en œuvre d'un amplificateur sommateur, une connexion inverseuse d'un ampli opérationnel est utilisée, lorsque plusieurs tensions d'entrée U 1, U 2, U 3, chacune via une résistance d'entrée individuelle R 1, R 2, R 3, sont fournies à l'entrée inverseuse (Fig. 7.7).

Figure 7.6 – Amplificateur de mise à l'échelle.

Dans l'ampli-op, le courant total des entrées traverse la résistance de rétroaction et, compte tenu de la tension nulle à l'entrée inverseuse, la tension de sortie est égale à

U sortie = R 4 (U 1 + U 2 + U 3)/(R 1 + R 2 + R 3).

Figure 7.7 – Amplificateur sommateur.

Figure 7.8 – Élément intégrateur.

L'élément intégrateur est utilisé pour intégrer les signaux au fil du temps dans les circuits de calcul, ainsi que comme filtres de signaux (Fig. 7.8). Sa principale caractéristique est la constante de temps d'intégration t= R. 1 C 1. L'intégration du signal d'entrée dans le temps est effectuée sur la capacité C1, incluse dans le retour de l'ampli-op.

Un élément différenciateur est souvent utilisé pour obtenir une dérivée du signal d'entrée (Fig. 7.9). A la sortie de cet élément, le signal correspond à la dérivée première du signal d'entrée.

Figure 7.9 – Élément différenciateur.

Comparateurs. Les comparateurs sont des dispositifs permettant de comparer des signaux à un moment donné (Fig. 7.10). Chaque fois que la différence entre deux signaux d'entrée est égale à zéro, la tension de sortie passe de la valeur limite inférieure (0 logique) à la valeur limite supérieure (1 logique). Les comparateurs peuvent être analogiques ou numériques.

Dans les comparateurs analogiques, deux signaux analogiques sont comparés en entrée et un signal logique en sortie.

Les comparateurs numériques contiennent des signaux sous forme numérique à la fois en entrée et en sortie.

Figure 7.10 – Comparateur analogique.

Dans un comparateur analogique (Fig. 7.10a), l'amplificateur opérationnel fonctionne sans rétroaction et présente donc un gain très élevé. L'entrée inverseuse est alimentée par une tension de référence U op dont la valeur peut varier (Fig. 7.10b). Le signal analysé U x est fourni à l'entrée non inverseuse. Tout changement dans la différence de tension d'entrée provoque un saut dans la tension de sortie U out. Si U x >= U o, alors un 1 logique apparaît à la sortie de l'ampli-op 1 si Ux , alors – 0 logique.

Si U op = 0, alors un tel comparateur est appelé un organe nul.

Les comparateurs sont largement utilisés pour comparer les dispositifs de systèmes de contrôle et de technologie numérique - convertisseurs analogique-numérique et numérique-analogique.

Convertisseur numérique-analogique (DAC). Les convertisseurs numérique-analogique ont de nombreuses applications pour convertir directement des signaux numériques en signaux analogiques et pour fournir un retour de tension dans les convertisseurs analogique-numérique.

Le DAC est un diviseur de tension résistif contrôlé par un code numérique q 1 ....q n - un ensemble de zéros logiques et de uns qui caractérise les informations d'entrée. La matrice résistive la plus couramment utilisée R-2R(Fig. 7.11). La matrice est desservie par des clés bidirectionnelles Kl dont le nombre est égal au nombre de chiffres binaires significatifs. S'il y a des zéros logiques sur toutes les entrées q, les commutateurs CL sont connectés au bus zéro et il y a un potentiel zéro à la sortie de l'ampli opérationnel 1.

Figure 7.11 – Circuit DAC avec matrice R-2R

À l'arrivée en première classe q1 La clé d'unité logique KL1 se connecte à l'ampli-op 1 via la résistance 2R et une chaîne de résistances R tension de référence U op. En conséquence, un échelon de tension apparaît à la sortie de l'ampli-op 1. Tu es dehors. Lorsqu'une unité logique d'ordre supérieur (nombre plus grand) arrive à l'entrée du DAC, par exemple, q2, une autre branche résistive avec une tension de référence est connectée à l'entrée de l'ampli-op 1 et un autre échelon de tension sera ajouté à la sortie de l'ampli-op 1. La tension de sortie augmente par étapes avec un quantique (étape) :

,

Où n- nombre de chiffres.

La résolution du DAC est déterminée par le nombre de chiffres et la précision de fabrication des résistances matricielles.

Convertisseur analogique-numérique (ADC)). Les CAN sont utilisés pour convertir les signaux analogiques provenant de capteurs et de sources de signaux sous forme numérique pour un traitement ultérieur dans un ordinateur ou un microprocesseur. Il existe plusieurs principes connus pour la construction de convertisseurs analogique-numérique : balayage temporel, codage bit par bit, équilibrage d'asservissement et lecture.

Le circuit ADC de lecture est illustré sur la figure 7.12a. Un CAN est construit sur la base d'un diviseur de tension résistif précis R 1 ... R N , composé de résistances et de comparateurs de même valeur K 1 ... K N , où N est le nombre de niveaux de quantification du signal d'entrée. Tu es dans.

Aux sorties des comparateurs, un code de position 0 ou 1 apparaît lorsque le nombre de comparateurs déclenchés (code 1), en commençant par le premier, correspond au niveau de la valeur mesurée. La vitesse du comparateur est déterminée par le temps de retard des comparateurs. Pour le cas illustré sur la figure 7.12b, le signal d'entrée Tu es dans appartient au deuxième niveau - les deux premiers comparateurs K 1 et K 2 ont fonctionné. Le code numérique à la sortie de l'ADC sera 1 1 0 0. L'ADC de lecture peut avoir un nombre illimité de bits.

Pour traiter un signal réel, un ensemble des éléments ci-dessus et d'autres est utilisé, dont les circuits sont déterminés par des tâches spécifiques de traitement du signal.

Figure 7.12 – Lecture CAN.

Pour construire des circuits électroniques intégrés aux systèmes d'automatisation, divers convertisseurs fonctionnels sont nécessaires, ainsi que des dispositifs mettant en œuvre des non-linéarités typiques.

Des mappeurs fonctionnels peuvent être exécutés pour implémenter une ou plusieurs dépendances.

Dans le premier cas, par exemple, pour reproduire une seule dépendance : exponentielle, fonction puissance, trigonométrique, etc., les convertisseurs sont dits spécialisés.

Dans le second cas, si les convertisseurs peuvent être reconstruits en modifiant leurs paramètres pour reproduire de nombreuses dépendances, ils sont dits universels.

Les convertisseurs basés sur des non-linéarités naturelles utilisent des parties non linéaires des caractéristiques courant-tension de divers dispositifs semi-conducteurs. Par exemple, les caractéristiques courant-tension p-n transitions, dépendance du photocourant à l'éclairage, dépendance de la résistance des thermistances à la température, dépendance de la fréquence naturelle des oscillations de divers résonateurs élastiques aux forces qui leur sont appliquées, etc. Amplificateurs logarithmiques et exponentiels utilisant des non-linéarités p-n les transitions sont bien développées et sont largement utilisées dans la technologie de mesure.

Sur la fig. 7.13 montre un schéma d'un dispositif pour générer un signal analogique Tu es dans au carré, basé sur l'utilisation de la non-linéarité d'un optocoupleur à photorésistance. Un optocoupleur à photorésistance est une paire de photorésistance LED D1 – R2, exécuté intégralement. La valeur de résistance de la photorésistance optocoupleur est inversement proportionnelle à la tension appliquée à la LED. Facteur de proportionnalité K l'optocoupleur dépend de ses caractéristiques de conception et, dans certaines limites, peut être ajusté par une résistance R. 1 .

L'amplificateur opérationnel de l'ampli opérationnel convertit Tu es dans dans le courant d'alimentation de la LED D 1, qui éclaire la photorésistance R 2, modifiant ainsi sa résistance. L'amplitude de la tension transitoire est proportionnelle au carré de l'entrée U sortie ≡ U 2 entrée.